I. Einleitung Temperatursensoren finden breite Anwendung[1]. Platin-Widerstandstemperatursensoren werden aufgrund ihrer hohen Genauigkeit, Stabilität, Zuverlässigkeit und langen Lebensdauer häufig in der Meteorologie, Land- und Forstwirtschaft, der Chemiefaserindustrie, der Lebensmittelindustrie, der Automobilindustrie, der Haushaltsgeräteindustrie, der industriellen Automatisierungstechnik sowie in verschiedenen experimentellen Instrumenten und Messgeräten eingesetzt. Mit steigender Produktion ist die Prüfung der Produkte im Produktionsprozess jedoch zu einem Schlüsselfaktor geworden, der Produktionsleistung und Produktqualität beeinflusst. Die Entwicklung eines leistungsstarken und kostengünstigen Prüfsystems bietet Herstellern nicht nur die notwendigen Prüfwerkzeuge, sondern auch ein effektives Mittel zur Zuverlässigkeitsforschung von Temperatursensoren. Dieser Artikel beschreibt das Prinzip und den Schaltungsaufbau des Mehrkanal-Signalaufbereitungsmoduls des Prüfsystems für Platin-Widerstandstemperatursensoren. II. Aufbau und Funktionsweise des Signalaufbereitungsmoduls Das Grundprinzip des Signalaufbereitungsmoduls des Prüfsystems für Platin-Filmtemperatursensoren ist in Abbildung 1 dargestellt. Das gesamte Prüfsystem verfügt über n Messschaltungen, die eine Mehrkanalmessung des Sensors ermöglichen. Jeder Messkreis ist in Vierdraht-Ausführung realisiert, was eine präzise Konstantstromquelle erfordert. Da das Ausgangssignal des Messkreises schwach ist, muss es zudem gleichstromverstärkt und anschließend A/D-gewandelt werden. Um die Messgenauigkeit zu verbessern und Messfehler durch Peripherieschaltungen zu reduzieren, verwendet diese Konstruktion einen Mehrkanal-Schalter Ka. Dadurch können sich n-Kanal-Messkreise eine einzige 0,5-mA-Präzisionskonstantstromquelle teilen. Gleichzeitig nutzen die n-Kanal-Messkreise einen gemeinsamen Verstärker. Das heißt, bei der Messung von Pt-Temperatursensoren kann der n-te Pt-Temperatursensor nur dann ausgewählt und seine Parameter gemessen werden, wenn der n-te Schalter in den Gruppen Ka und Kb gleichzeitig aktiviert ist. Dieses System verwendet 32 ​​8:1-Multiplexer vom Typ CD4051 und zwei 74LS138, die ein elektronisches Schalterarray bilden. Dadurch können 128 Kanäle angesteuert und jeder der 128 Pt-Widerstände für die Prüfung ausgewählt werden. Die vom Messkreis erfasste Spannung am Pt-Widerstandssensor wird verstärkt und anschließend vom MSP430-Mikrocontroller zur A/D-Wandlung verarbeitet. III. Auslegung der Konstantstromquelle. Das Funktionsprinzip der Konstantstromquelle ist in Abbildung 2 [3, 4] dargestellt. Der Stromwert der Konstantstromquelle in diesem Testsystem ist auf 0,5 mA eingestellt. Dafür gibt es zwei Hauptgründe: (1) Ist der Stromwert der Konstantstromquelle zu hoch, beeinträchtigt die durch den Stromfluss durch den Pt-Widerstand entstehende Wärme die Messgenauigkeit. Erfahrungsgemäß sollte der Stromwert 1 mA nicht überschreiten. (2) Ist der Stromwert der Konstantstromquelle zu niedrig, ist das Ausgangssignal während des Tests sehr klein. Um das Messsignal an die Anforderungen der A/D-Wandlung anzupassen, muss der Verstärkungsfaktor des Verstärkerkreises erhöht werden, was den Systemfehler vergrößert. Aus den genannten Gründen wurde der Stromwert der Konstantstromquelle in diesem System auf 0,5 mA festgelegt. Die Konstantstromquellenschaltung verwendet den hochpräzisen, nullpunktstabilisierten Chopper-Operationsverstärker TLC2652 [2] und die Spannungsreferenz TL431. Der nullpunktstabilisierte Betrieb des TLC2652 verleiht ihm hervorragende Gleichstromeigenschaften, geringe Offsetspannung und -drift, niedrige Gleichtaktspannung sowie geringes Rauschen im niedrigen Frequenzbereich. Die TL431 ist eine dreipolige, einstellbare Spannungsreferenz mit guter thermischer Stabilität, deren Ausgangsspannung von 2,5 V bis 36 V eingestellt werden kann. Bei der Auslegung der Konstantstromquelle stellt die TL431-Spannungsreferenz sicher, dass die Spannung zwischen den Punkten A und B 2,5 V beträgt. Punkt B hat das gleiche Potenzial wie Pin 3 des TLC2652. Da Pin 3 des TLC2652 praktisch mit Pin 2 kurzgeschlossen ist, d. h. Pin 3 und Pin 2 das gleiche Potenzial aufweisen, entspricht dies dem Potenzial von Punkt B und Pin 2 des TLC2652. Daher entspricht die Spannung an R1 der Spannung zwischen den Punkten A und B, also ebenfalls 2,5 V. Der durch R1 fließende Strom I1 beträgt somit 0,5 mA. Pin 2 des TLC2652 ist gegenüber Pin 3 praktisch offen, d. h., es fließt kein Strom von Pin 2. Daher gilt I2 = I1. Mit anderen Worten: Wir erhalten einen konstanten Ausgangsstrom von 0,5 mA an Punkt C [4, 5]. IV. Verstärkerschaltungsdesign: Da das Spannungssignal am Pt-Widerstandstemperatursensor schwach ist, muss es vor der A/D-Wandlung durch eine Verstärkerschaltung verstärkt werden (siehe Abbildung 3). In diesem System liegt das Eingangssignal der Verstärkerschaltung zwischen 50 mV und 70 mV, und der Spannungsbereich des A/D-Wandlers beträgt 0 V bis 2,5 V. Berechnungen zeigen, dass ein Verstärkungsfaktor von etwa 35 für die A/D-Wandlung ausreichend ist. Herkömmliche Operationsverstärker weisen typischerweise Eingangs-Offsetspannungen von mehreren hundert Mikrovolt oder höher auf, mit einem Temperaturkoeffizienten von einigen Zehntel Mikrovolt. Obwohl die Eingangs-Offsetspannung auf Null kompensiert werden kann, ist ihre Drift schwer zu beseitigen. Der chopperstabilisierte Operationsverstärker TLC2652 bietet eine kostengünstige Lösung für die Verstärkung von Mikrosignalen. Der chopperstabilisierte Nullzeitbetrieb verleiht dem TLC2652 hervorragende Gleichstromeigenschaften mit einer Offsetspannung von 0,5 µV (typisch) bis 1 µV (maximal). Die Eingangs-Offsetdrift beträgt 0,003 µV/°C (typisch) und die Langzeit-Offsetdrift 0,003 µV/Monat [3][8]. Berechnungen zufolge erfüllen die Leistungsparameter des TLC2652 die Anforderungen an die Messgenauigkeit dieses Systems. Daher wird der TLC2652 im Verstärkerschaltkreis dieses Systems als Operationsverstärker eingesetzt. V. Genauigkeitsanalyse des Signalaufbereitungsmoduls. Beim Testen dieses Systems wird der zu prüfende Pt-Widerstandstemperatursensor zunächst in ein Eiswassergemisch getaucht und die Spannung am Pt-Widerstand bei 0 °C gemessen. Anschließend wird der Pt-Widerstandstemperatursensor in ein flüssiges Medium mit 100 °C getaucht und die Spannung am Pt-Widerstand bei 100 °C erneut gemessen. Der Widerstand des zu prüfenden Pt100-Temperatursensors beträgt 100 Ω bei 0 °C und 138 Ω bei 100 °C. Die im Testsystem verwendete A/D-Eingangsspannung liegt zwischen 0 V und 2,5 V. Der Strom der Konstantstromquelle ist auf 0,5 mA eingestellt. Bei der Messung der Temperatur des Pt-Widerstands gilt folgende Formel: Rt = R0 (1 + At + Bt2) (1), wobei A = 3,90802 × 10⁻³/°C; B = -5,80195 × 10⁻⁷/℃; Rt, R0 – Widerstandswerte des Pt-Widerstands bei t °C und 0 °C. Daraus lässt sich die Formel ableiten: ΔR = R0 (AΔt + BΔt²) (2). Um eine Messgenauigkeit des Pt-Widerstands von 0,1 °C zu erreichen, wird Δt = 0,1 °C gesetzt und in die obige Formel eingesetzt. Daraus ergibt sich ΔR = 0,0391 Ω. Die mit diesem System gemessene Widerstandsgenauigkeit des Pt-Widerstands beträgt somit 0,0391 Ω. Der maximale relative Fehler γ des Systems beträgt daher 3,91 × 10⁻⁴. Der Fehler des Gesamtsystems umfasst: den Fehler γ1 der Konstantstromquelle, den Fehler γ2, verursacht durch die Zuleitungswiderstände Rn1, Rn2, Rn3 und Rn4, den Fehler γ3, verursacht durch den Einschaltwiderstand der elektronischen Schalter Ka und Kb, und den Fehler γ4 der Verstärkerschaltung. 1. Fehler γ1 der Konstantstromquelle: Der Fehler γ1 der Konstantstromquelle ergibt sich aus dem Fehler γ11 des TL431, dem Fehler γ12 des TLC2652 und dem Fehler γ13 des Widerstands R6 in Abbildung 2. Unter der Annahme einer Temperaturänderung der Betriebsumgebung von ΔT = 10 °C und einer Temperaturdrift der TL431-Spannung von 20 ppm/°C ergibt sich: γ11 = 20 × 10⁻⁶ × 10⁻⁴ = 2 × 10⁻⁴. Da der Eingangsvorspannungsstrom des TLC2652 maximal 60 pA und der Eingangs-Offsetstrom ebenfalls maximal 60 pA beträgt, ergibt sich folgende Berechnung: γ₁₂ = (60 × 10⁻¹² + 60 × 10⁻¹²) / (0,5 × 10⁻³) = 2,4 × 10⁻⁷. Der Widerstand R₆ in der Konstantstromquellenschaltung ist ein Präzisionswiderstand mit einer Temperaturdrift von 2 ppm/°C. Daraus folgt: γ₁₃ = 2 × 10⁻⁶ × 10 = 2 × 10⁻⁵. Somit ist γ₁ ≈ 2 × 10⁻⁴. 2. Fehler γ₂ aufgrund des Leitungswiderstands: Die in dieser Schaltung verwendete Vierdraht-Anschlussmethode, die beim Testen des Pt-Temperatursensors verwendet wird, eliminiert den Fehler, der durch zu lange Leitungen verursacht wird. Abbildung 1 zeigt die Ersatzschaltung von Ptn, wobei Rn1, Rn2, Rn3 und Rn4 die Zuleitungs- und Kontaktwiderstände darstellen und alle die gleichen Werte aufweisen. Rn1 und Rn2 sind die Zuleitungswiderstände der Spannungserfassungsschaltung, Rn3 und Rn4 die der Konstantstromquellenschaltung. In dieser Schaltung ist der Messfehler aufgrund des Spannungsabfalls an Rn1 und Rn2 bei der Spannungsmessung deutlich kleiner als die Spannung am Pt-Widerstandstemperatursensor und kann daher vernachlässigt werden. Auch Rn3 und Rn4 sind vernachlässigbar, da sie in Reihe mit der Konstantstromquelle geschaltet sind. Daher gilt γ2 ≈ 0. 3. Fehler durch den Einschaltwiderstand des elektronischen Schalters: Der elektronische Schalter in diesem System ist ein 8-zu-1-CMOS-Analogschalter CD4051, dessen Widerstand im eingeschalteten Zustand einige hundert Ohm beträgt. Der Einschaltwiderstand Ka kann jedoch als Teil der differentiellen Eingangsimpedanz des Operationsverstärkers in der Konstantstromquellenschaltung betrachtet werden. Der Einschaltwiderstand von Kb kann als Teil der Eingangsimpedanz des Operationsverstärkers im Verstärkerschaltkreis betrachtet werden, daher gilt γ3 ≈ 0,4. Gemäß den Eigenschaften des TLC2652 beträgt die Eingangs-Offsetspannung des Verstärkerschaltkreises 0,5 μV bis 1 μV; die Offsetspannungsdrift beträgt 0,003 μV/°C. Unter der Annahme einer Temperaturänderung der Systemumgebung von ΔT = 10 °C kann der Fehler des Verstärkerschaltkreises γ4 wie folgt berechnet werden: γ4 = 1 × 10⁻⁶ + 0,003 × 10⁻⁶ × 20 ≈ 0,5 × 10⁻⁶. Daher beträgt der maximale Messfehler γ des Signalaufbereitungsmoduls: γ = (3). Da γ < γtotal, erfüllt die Messgenauigkeit dieses Signalaufbereitungsmoduls die Anforderungen. VI. Zusammenfassung: Das in diesem Beitrag vorgestellte Testprinzip und -verfahren für Platin-Widerstandstemperatursensoren zeichnen sich durch hohe Kanalkapazität, schnelle Messgeschwindigkeit, einfache Handhabung, Stabilität, Zuverlässigkeit und vielseitige Einsatzmöglichkeiten aus. Es bietet zudem ein breites Anwendungsspektrum im Bereich der Temperatursensorprüfung. Das Verfahren löst nicht nur praktische Probleme in der Produktion und Prüfung von Platin-Widerstandstemperatursensoren, sondern ermöglicht auch die schnelle, hochpräzise und serielle Messung von Parametern dieser Sensoren. Literatur: [1] Fan Shangchun. Sensor Technology and Application [M]. Beijing University of Aeronautics and Astronautics Press, 2004. [2] Zhang Bin. High-precision amplifier based on TLC2652 [J]. Electronic Products World. 2003, (13). [3] Yang Shuanke. Fundamentals of Analog Electronics Technology [M]. Higher Education Press, 2003. [4] Su Wenping. Selected Application Examples of New Electronic Circuits [M]. Beijing University of Aeronautics and Astronautics Press, 2000: 1-251